КЕ_методичка_part_2

13EMBED Visio.Drawing.61415

Рис 2.9 Загальний вигляд уніфікованих дроселів :
а – вигляд зверху; б – вигляд збоку

2.3. Методика розрахунку стабілізатора постійної напруги

У випрямлячах значення постійної складової може змінюватися при коливаннях напруги мережі та при змінах струму навантаження. Для отримання необхідної постійної напруги застосовують стабілізатори напруги.
Стабілізатором постійної напруги називають пристрій, який автоматично і з потрібною точністю підтримує постійну напругу на навантаженні при зміні дестабілізуючих факторів у заданих межах.
Основними параметрами стабілізатора є такі:
Коефіцієнт стабілізації, що являє собою відношення відносної зміни напруги на вході до відносної зміни напруги на виході стабілізатора (при незмінному струмі навантаження):

13EMBED Equation.31415
де Uвх і Uвих – номінальна напруга на вході та виході стабілізатора;
·Uвх і
·Uвих – абсолютні зміни напруг на вході та виході стабілізатора.
Коефіцієнт стабілізації є основним критерієм для вибору схеми стабілізатора та оцінювання її параметрів.
Вихідний опір, який характеризує зміну вихідної напруги при зміні струму навантаження і незмінній вхідній напрузі:
13EMBED Equation.31415
Чим менший Rвих, тим краще зменшується загальний внутрішній опір блоку живлення, що призводить до зменшення падіння напруги на ньому і сприяє підвищенню стійкості роботи багатокаскадних схем, які живляться від загального джерела.
Коефіцієнт корисної дії, що дорівнює відношенню потужності в навантаженні та номінальної вхідної потужності:
13EMBED Equation.31415
Відносна нестабільність вихідної напруги (U, що характеризує допустиме відносне відхилення стабілізованої напруги від її номінального значення під впливом дії різних дестабілізуючих факторів:
13EMBED Equation.31415.
Крім зазначених вище основних параметрів стабілізаторів, існує цілий ряд додаткових.
Відомі два різні методи стабілізації постійної напруги – параметричний і компенсаційний. Параметричні стабілізатори є найпростішими пристроями. У них використовують кремнієві стабілітрони, які мають нелінійну вольт-амперну характеристику. Сутність компенсаційного методу стабілізації напруги полягає в автоматичному регулюванні вихідної напруги.
Схеми стабілізаторів компенсаційного типу можуть бути зібрані на дискретних напівпровідникових приладах і в мікровиконанні. В усіх схемах стабілізаторів компенсаційного типу здійснюється порівняння фактичного значення вихідної напруги з його заданим значенням і автоматична коректувальна дія на елементи стабілізатора, спрямовується на зменшення цієї різниці.
На рис. 2.10. приведені структурні схеми компенсаційних стабілізаторів напруги послідовного (а) та паралельного (б) типу.
Основними елементами таких стабілізаторів є: Р – регулюючий елемент; Д – джерело опорної (еталонної) напруги; ЕП – елемент порівняння; П – підсилювач постійного струму.
У стабілізаторі послідовного типу (рис. 2.10, а) регулюючий елемент ввімкнено послідовно з джерелом вхідної напруги Uвх і навантаженням Rн. Звідси й назва – стабілізатор послідовного типу. У випадку зміни Uвх або Rн напруга на виході стабілізатора також миттєво змінюється. Це призводить до зміни різниці між опорною напругою і Uвих, яка визначається елементом порівняння (ЕП). Напруга з ЕП підсилюється підсилювачем постійного струму (П) і подається на регулюючий елемент (Р). При цьому внутрішній опір регулюючого елемента відповідним чином змінюється – і напруга Uвх розподілиться між Р і Rн так, щоб Uвих прийняло задане значення.
У схемі стабілізатора паралельного типу (рис. 2.10, б) при зміні Uвих на ЕП формується сигнал різниці опорної та вихідної напруг. Потім сигнал різниці напруг підсилюється підсилювачем (П) і діє на регулюючий елемент, який увімкнений паралельно навантаженню Rн. Струм регулюючого елемента Ip змінюється, на резисторі Rн змінюється напруга, а вихідна напруга залишається практично постійною: Uвих =Uвх – Iвх Rн.
Стабілізатори паралельного типу мають значно нижчий ККД порівняно із стабілізатором послідовного типу. Крім того, для стабілізації підвищених напруг і струмів при змінних навантаженнях як звичайно перевага надається стабілізатору
13EMBED Visio.Drawing.61415
Рис. 2.10. Структурні схеми компенсаційних стабілізаторів постійної напруги: а – послідовного типу,
б – паралельного

послідовного типу. Основним недоліком стабілізатора послідовного типу є те, що при різкому збільшенні струму навантаження до регулюючого елемента буде подаватися підвищена напруга, значення якої не повинно перевищувати допустимого.
Стабілізатори напруги на ІС мають кращі електричні характеристики та значно менші розміри, ніж аналогічні стабілізатори на дискретних елементах із застосуванням напівпровідникових приладів. У складних електронних схемах іноді доцільно використовувати загальне нестабілізоване джерело живлення та індивідуальні стабілізатори на ІС, встановленні для кожної схеми. Сьогодні вітчизняною промисловістю випускаються аналогові інтегральні стабілізатори серій К142, К181, К224 та ін., що виконують функції стабілізаторів компенсаційного типу [2; 4; 5]. Основні параметри зазначених мікросхем наведені в табл. 2.8.
Стабілізатор компенсаційного типу (за принципом своєї дії) повинен мати тільки три виводи: вхід – для зв’язку з фільтром випрямляча, вихід стабілізованої напруги та загальний вивід (заземлення). В схемах інтегральних стабілізаторів робиться кілька додаткових виводів, з допомогою яких, використовуючи різні зовнішні дискретні елементи, можна змінити характеристики стабілізаторів та розширити їхні можливості. У випадку використання зовнішніх дискретних елементів їх необхідно розрахувати.
Принципова електрична схема інтегрального стабілізатора напруги на мікросхемі К142ЕН (1,2) приведена на рис. 2.11.
На транзисторі VT2 побудовано емітерний повторювач, на VT3, VT4 – диференційний підсилювач. Емітерний повторювач та розподільник напруги (R1, R2) забезпечують добру розв’язку диференційного підсилювача від джерела живлення опорної (еталонної) напруги на діоді VD2.
На транзисторах VT6, VT7 побудовано складовий транзистор, який виконує функцію регулюючого елемента. Невеликий вхідний опір складового транзистора (VT6, VT7), розв’язка диференційного підсилювача (VT3, VT4) від джерела опорної напруги (VD2) забезпечують високі стабілізуючі й динамічні властивості стабілізатора постійної напруги.
Транзистор VT5 є динамічним навантаженням правого плеча диференційного підсилювача. На лівий вхід диференційного підсилювача (базу транзистора VT3) подається опорна напруга, а на правий вхід (базу транзистора VT4) подається напруга, пропорційна вихідній. Диференційний підсилювач обчислює різницю цих напруг і підсилює її. Схема має додаткові елементи

Таблиця 2.8
Основні параметри деяких інтегральних стабілізаторів
постійної напруги


Тип мікросхеми

Назва параметрів
К142ЕН1А
К142ЕН1Б
К142ЕН1В
К142ЕН1Г
К142ЕН2А
К142ЕН2Б
К142ЕН2В
К142ЕН2Г
К181ЕН1
К142ЕН1А

Мінімальна вхідна
напруга Uвх min, В
9
9
9
9




9
5,4

Максимальна вхідна
напруга Uвх max, В
20
20
20
20
40
40
40
40
20
12

Мінімальна вихідна
напруга Uвих min, В
3
3
3
3
12
12
12
12
3
3,3

Максимальна вихідна
напруга Uвих max, В
12
12
12
12
30
30
30
30
15
3,9

Максимальний струм наванта-ження Iн max, мА
150
150
150
150





150


4


Коефіцієнт стабілізації Kст, не менше








200
5

Коефіцієнт нестабільності
по напрузі ( U,
не більше, % В
0,3
0,1
0,5
0,5
0,3
0,1
0,5
0,5




13EMBED Visio.Drawing.61415
Рис. 2.11. Принципова електрична схема інтег-рального стабілізатора напруги на мікросхемі К142ЕН(1, 2)

захисту від електричних навантажень: по струму і короткому замиканню (транзистор VT8), вимкнення зовнішнім сигналом (транзистор VT9, R4, діод VD3). Наявність додаткових виводів дозволяє покращити характеристики схеми за рахунок можливості підключення зовнішнього джерела живлення (виводи 4, 8), додаткового потужного транзистора, що підключається до виводів 13, 14, 16, який дозволяє збільшувати струм навантаження Iн ( 1А, фільтра шумів (виводи 2, 8, 12).
Для нормального функціонування мікросхеми стабілізатора
і отримання заданих вихідних напруг необхідно під’єднати до мікросхеми додаткові зовнішні елементи (резистори і конденсатори). Основна схема ввімкнення мікросхеми К142ЕН (1,2) наведена на рис. 2.12.
13EMBED Visio.Drawing.61415


Рис. 2.12. Основна схема ввімкнення інтегральних
стабілізаторів

Схема працює таким чином. При зміні з якоїсь причини вихідної напруги частина його через резистивний дільник R1, R2 подається на вивід 12 мікросхеми, де зрівнюється з внутрішньою (опорною) напругою (Uоп=2,4В(1,5%). Виділений різницевий сигнал підсилюється диференціальним підсилювачем (VT3, VT4 на рис. 2.11). Зміна базового струму регулюючого складового транзистора (VT6, VT7 на рис. 2.11) викликає відповідну компенсуючу зміну Uвих на виводі 13 мікросхеми – і напруга на навантаженні підтримується постійною.
Визначимо призначення зовнішніх елементів і зробимо деякі розрахункові співвідношення для їхнього вибору [1, c. 71–75].
У стабілізаторі напруги частина потужності джерела живлення втрачається на ІС:

Рспож=Ін(Uвх – Uвих)+IвтUвх,

де Ін – струм навантаження; Iвт – струм втрат, що споживається стабілізатором. Цей струм для стабілізатора К142ЕН(1,2) становить 4 мА.
Споживана ІС потужність не повинна перевищувати допустимого для неї значення розсіювальної потужності Рспож(Рроз; для мікросхем К142ЕН(1,2)
Рроз = 0,8 Вт.
Регулювання значення стабілізованої вихідної напруги позитивної полярності здійснюється за допомогою резистора R1 (R113EMBED Equation.31415 20 кОм) зовнішнього резистивного дільника (R1, R2). Опір R2 цього дільника обирається з умов рівності або перевищення мінімального струму дільника (I ( 1,5 мА). Зазвичай R213EMBED Equation.314151,2 кОм.
Сумарний опір дільника визначаємо за законом Ома:
13EMBED Equation.31415,
тоді R1= Rд – 1,2 кОм.
До виводу 9 мікросхеми підключене коло дистанційного вимкнення стабілізатора. Опір резистора R6 повинен бути таким, щоб струм вимкнення був у межах 0,5 – 3 мА. Значення резистора R6=2,4 кОм. З допомогою конденсаторів С1 і С2 забезпечується стійка робота мікросхеми. При Uвих < 5 B величини C1 і C2 обираються такими: C113EMBED Equation.314150,1 мкФ; С213EMBED Equation.314155 – 10 мкФ. При Uвих > 5 B ємності конденсаторів C1, C2 можуть становити: C113EMBED Equation.31415100 пФ; C213EMBED Equation.314151 мкФ. До виводів 10 і 11 мікросхеми підключена схема захисту від перенавантажень по струму.
Резистори R3, R4, R5 працюють у колах захисту. З допомогою дільника R4, R5 задається напруга на базу транзистора захисту. Резистор R3 служить датчиком струму в схемі захисту від перенавантажень по струму. Опір цих резисторів обирають із співвідношень:
13EMBED Equation.31415
де Uеб(VT8)= Uеб(VT8)( 0,7В; І(R4R5)( 0,3мА; Ін max – максимальне значення струму навантаження. При цьому R4 = 2K = const.
Захист від перенавантаження по струму спрацьовує при такому збільшенні струму навантаження, коли приріст напруги на зовнішньому резисторі R3 не менше 0,7 B. У цьому випадку транзистор захисту мікросхеми (VT8) відкривається і шунтує регулюючий транзистор.
Крім основної схеми ввімкнення інтегрального стабілізатора напруги, можуть бути використані інші варіанти схем ввімкнення, які суттєво покращують технічні показники стабілізатора і розширюють його можливості.
На рис. 2.13 наведена схема з додатковим зовнішнім потужним транзистором, який дозволяє значно збільшувати вихідний струм порівняно з максимальним струмом (Imax =150 мA) мікросхеми. В цій схемі опір резистора R1 i ємності C1 і C2 вибираються так само, як і у випадку ввімкнення; (це показано на рис. 2.12). Резистор R2 вибирається з умови
13EMBED Equation.31415 ,
де Uоп min – мінімальне значення опорної напруги (Uоп min 13EMBED Equation.314152 B); h21e(VT1) – коефіцієнт передачі струму бази зовнішнього транзистора; Iд min – мінімальний струм вихідного дільника напруги; Iд min = (1 – 1,5) мА.
Резистор R3 служить для замикання струмів витікання регулюючого транзистора і обирається в межах 50 – 150 Ом. При використанні потужних додаткових транзисторів VT1 (типу ГТ906) схема дозволяє отримати вихідні струми Iн ( 1A без погіршення основних параметрів мікросхеми.
Вихідний резистивний дільник може бути замінений стабілітроном і резистором (рис. 2.14). При такому ввімкненні зміна вихідноїнапруги подається на вихід 12 мікросхеми через 13EMBED Visio.Drawing.61415
Рис. 2.13. Схема ввімкнення стабілізатора К142ЕН(1, 2) для збільшення вихідного струму


стабілітрон VD1 і становить:

13EMBED Equation.31415 ,

де 13EMBED Equation.31415Uзв з – напруга на виводі 12 кола зворотного зв’язку мікросхеми; rст – диференціальний опір стабілітрона VD1. Звичайно для отримання заданої напруги Uвих послідовно із стабілітроном підключають підстроюючний резистор R2<
13EMBED Equation.31415 ,

де Uоп min 13EMBED Equation.31415 2 B; Icт min – мінімально допустимий струм стабілітрона.

13EMBED Visio.Drawing.61415

Рис. 2.14. Схема стабілізатора пруги з стабілітроном у зовнішньому лічильнику

На рис. 2.15 наведена схема стабілізатора для отримання напруги з негативною полярністю. В схемі використовуються два зовнішні додаткові транзистори VT1, VT2.
При зміні струму навантаження вихідна напруга змінюється на деяке значення, яке через дільник R6, R7, R8 передається на вхід 12 мікросхеми, підсилюється та виділяється на резисторі R2. Далі ця напруга підсилюється транзистором VT2, який керує регулюючим транзистором VT1. Струм транзистора VT1 змінюється таким чином, що відбувається компенсація зміни напруги на навантаженні. Діод VD2 створює напругу зміщення на транзисторі VT2. Резистор R1 служить для забезпечення необхідного робочого струму через діоди VD1 i VD2. Опір R1 отримується із співвідношення

13EMBED Equation.31415 ,


13EMBED Visio.Drawing.61415
Рис. 2.15. Схема стабілізатора напруги від’ємної полярності

де IVD1min – мінімальний струм стабілізації стабілітрона VD1; Ip max ( 2 мА – максимальний струм регулюючого елемента мікросхеми при максимальному струмі навантаження Iн max. Напруга на діодах VD1, VD2 обирається з умови:

13EMBED Equation.31415,

де U(A1)max – максимально допустима напруга на мікросхемі A1.
Мінімальна вихідна напруга цього стабілізатора

13EMBED Equation.31415.

Опір обмежувального резистора R4 вибирається так, щоб при максимальному струмі навантаження транзистор VT2 не входив у режим насичення. Напруга стабілізації стабілітрона VD1 вибирається для мікросхем К142ЕН1 7 B ( UVD1 ( 17 B, а для К142ЕН2 7 B ( UVD1 ( 37 B. Струм через резистори R6, R7, R8 дільника напруги повинен бути не менше 1,5 мА.
Функціональні схеми розглянутих вище стабілізаторів в інтегральному виконанні з покажчиками номінальних значень навісних дискретних елементів наведені в роботі [2, с. 144–159].
2.4. Імпульсні стабілізатори постійної напруги
В імпульсних стабілізаторах напруги (ІСН) регулюючий елемент (транзистор) працює в режимі перемикання. В цьому є основна відмінність їх від стабілізаторів неперервної дії.
В режимі перемикання робоча точка транзистора більшу частину періоду комутації знаходиться в області насичення або відсічки, а активний режим проходить з високою швидкістю тільки у момент переключення. При чому значення середньої за період комутації потужності, розсіяній на регулюючому транзисторі, набагато менше, ніж при роботі його у неперервному режимі. Тому імпульсні стабілізатори напруги мають більш високий коефіцієнт корисної дії (ККД) та в особливих випадках кращі масогабаритні показники за рахунок зменшення або вилучення радіаторів для регулюючих транзисторів та зменшення L та С фільтрів.
Недоліки імпульсних стабілізаторів: більш складна схема управління, підвищений рівень шумів, радіоперешкод та пульсацій вихідної напруги, а також гірші динамічні характеристики.
Імпульсний послідовний стабілізатор (знижувального типу) [7, стор.32] виконується за структурною схемою, приведеній на рис.2.16,а, в якій регулюючий елемент Р та дросель фільтра L ввімкнені послідовно з навантаженням 13EMBED Equation.31415.
В якості регулюючого елемента Р використовується транзистор, працюючий в режимі перемикання, при якому він почергово знаходиться в режимі насичення (повністю відкритий) або в режимі відсічки (коли він повністю закритий). При відкритому транзисторі впродовж часу 13EMBED Equation.31415 (рис. 2.16,б) енергія від вхідного джерела постійного струму 13EMBED Equation.31415(або випрямляча з вхідною напругою U0 ) передається в навантаження через дросель L, в якому накопичується надлишкова енергія. При закритому транзисторі впродовж часу 13EMBED Equation.31415 накопичена в дроселі енергія через діод VD передається в навантаження.
Період комутації (перетворення) рівний:

13EMBED Equation.31415

Частота комутації:
13EMBED Equation.31415. (2.8)
Відношення тривалості відкритого стану транзистора, при якому генерується імпульс напруги тривалістю 13EMBED Equation.31415 до періоду комутації 13EMBED Equation.31415 називається коефіцієнтом заповнення:

13EMBED Equation.31415 . (2.9)

Іноді при розрахунках зручно користуватись скважністю:
13EMBED Equation.31415 . (2.10)

В імпульсному стабілізаторі регулюючий елемент Р перетворює (модулює) вхідну постійну напругу 13EMBED Equation.31415(13EMBED Equation.31415) в серію послідовних імпульсів визначеної тривалості та частоти, а згладжуючий фільтр, який складається з діода VD, дроселя L та конденсатора С демоделює їх знову в постійну напругу 13EMBED Equation.31415. При зміні вхідної напруги 13EMBED Equation.31415 або струму у навантаженні 13EMBED Equation.31415 в імпульсному стабілізаторі за допомогою ланцюга зворотнього зв'язку (рис. 2.16, а), який складається з вимірювального елементу, елементу порівняння ЕП та схеми керування СК, тривалість імпульсів змінюється таким чином, що вихідна напруга 13EMBED Equation.31415 залишається стабільною з визначеним ступенем точності.



а

б

Рис.2.16. Імпульсний послідовний стабілізатор понижуючого типу: а - структурна схема; б - часова діаграма.
Імпульсний режим роботи дозволяє значно зменшити потужність втрат в регулюючому елементі і тим самим підвищити ККД джерела живлення, зменшити його масу та габарити.
ІСН в залежності від способу керування регулюючим транзистором можуть виконуватись з широтно-імпульсною модуляцією (ШІМ), частотно-імпульсною модуляцією (ЧІМ) та релейного типу. У ШІМ стабілізаторах в процесі роботи змінюється тривалість імпульсу 13EMBED Equation.31415, а частота комутації залишається незмінною, в ЧІМ стабілізаторах змінюється частота комутації, а тривалість імпульсу 13EMBED Equation.31415 залишається незмінною, в релейних стабілізаторах в процесі регулювання напруги змінюється і тривалість імпульсу, і частота.
Імпульсний паралельний стабілізатор (підвищуючого типу) виконується по структурній схемі, приведеній на рис. 2.17, в якій регулюючий елемент Р (транзистор) підключений паралельно навантаженню 13EMBED Equation.31415 і також працює в імпульсному режимі. Діод VD блокує навантаження 13EMBED Equation.31415 і конденсатор фільтра С від регулюючого елементу Р. Коли регулюючий транзистор відкритий, струм від джерела живлення 13EMBED Equation.31415 протікає через дросель L, запасаючи в ньому енергію. Діод VD при цьому відсікає (блокує) навантаження і не дозволяє конденсатору С розрядитись через відкритий регулюючий елемент. Струм в навантаження в цей проміжок часу поступає тільки від конденсатора С. В наступний момент, коли регулюючий транзистор закритий, ЕРС самоіндукції дроселя L сумується з вхідною напругою, і енергія дроселя віддається в навантаження; при цьому вихідна напруга стає більше вхідної напруги живлення 13EMBED Equation.31415. На відміну від схеми на рис.2.16, тут дросель не є елементом фільтра, а вихідна напруга стає більше вхідної на величину, яка визначається індуктивністю дроселя L і скважністю роботи регулюючого транзистора, яка визначається по формулі (2.9).
13EMBED MSPhotoEd.31415
Рис. 2.17. Структурна схема імпульсного паралель-ного стабілізатора

Схема керування стабілізатором (рис.2.17) побудована таким чином, що при підвищенні, наприклад, вхідної напруги живлення 13EMBED Equation.31415 зменшується тривалість відкритого стану 13EMBED Equation.31415 регулюючого транзистора на таку величину, що вихідна напруга 13EMBED Equation.31415 залишається незмінною з визначеним ступенем точності.
Залежно від способу стабілізації вихідної напруги імпульсні стабілізатори можуть бути віднесені до однієї з систем регулювання: з широтно-імпульсною модуляцією (ШІМ), з частотно-імпульсною модуляцією (ЧІМ), з релейною системою регулювання (РСР).
В ІСН з ШІМ (рис. 2.18) тривалість імпульсів напруги 13EMBED Equation.31415 на вході згладжуючого фільтра при постійній частоті їх слідування зворотньо пропорційна значенню напруги на навантаженні.
В ІСН і ЧІМ (рис.2.19) тривалість імпульсів напруги є сталою величиною, а інтервали між ними змінюються пропорційно Uн.
В релейній системі регулювання (рис. 2.20) формування імпульсів відбувається в моменти перетинання напругою 13EMBED Equation.31415 двох горизонтальних рівнів: нижнього при формуванні фронта та верхнього при формуванні зріза. Оскільки форма змінювання 13EMBED Equation.31415 в залежності від напруги живлення та струму навантаження може бути різною, то і частота в цій системі регулювання може змінюватись в широких межах.
13EMBED Word.Picture.81415

Рис. 2.18. Зміна напруги 13EMBED Equation.31415 при ШІМ.

Зараз промисловістю випускається ряд спеціальних мікросхем для побудови імпульсних стабілізаторів напруги (ІСН), маючих кілька функціональних вузлів, дозволяючих підвищити надійність та покращити масогабаритні показники. До таких мікросхем відноситься К142ЕП1, яка має набір функціональних вузлів, виконаних на одному кристалі 1,7 x 1,7 мм, з яких за допомогою підключення зовнішніх елементів та з'єднувань можна організувати схему управління імпульсним стабілізатором релейного типу або схему захисту джерела від підвищення або зниження вихідної напруги.
Принципова схема інтегральної мікросхеми (ІМС) типу К142ЕП1 наведена на рис. 2.21.

Рис.2.19. Зміна напруги 13EMBED Equation.31415 при ЧІМ

Джерело опорної напруги виконано на стабілітроні VD1, напруга якого через емітерний повторювач VT1 та подільник R2, RЗ поступає на вивід 9. Діод VD2 включений для термокомпенсації опорної напруги. УПТ виконаний на диференціальній схемі на транзисторах VТ11,VТ12, в якості колекторного навантаження використовується струмостабілізуючий двополюсник на транзисторах VТ9, VТ10. Диференціальний УПТ має два незалежних входи (виводи 12 і 13), не з’єднані з опорною напругою (вивід 9).

Рис.2.20. Зміна напруги 13EMBED Equation.31415 при РСР

13EMBED MSPhotoEd.31415

Рис. 2.21. Принципова схема мікросхеми К142ЕП1

Це дозволяє при одній і тій же полярності вхідного сигналу за рахунок зміни входів УПТ змінити фазу вихідної керуючої напруги. Такі переключення вимагаються при побудові імпульсних стабілізаторів позитивної або негативної напруги або імпульсних стабілізаторів інвертуючого типу.
Модулятор тривалості імпульсів виконаний на транзисторах VТ5, VТ6, утворюючих тригерну схему, на вихід якої поступає результуючий сигнал від двох джерел: постійного струму від УПТ через емітерний повторювач VТ8 та пилкоподібної напруги, яка формується з прямокутної напруги зовнішніми елементами та подається через розв'язуючі діоди VDЗ-VD6. Підсумування сигналів відбувається на резисторі R10. Модульований сигнал управління силовим регулюючим елементом виведений через інвертуючий каскад – транзистор VТ4 з загальним колектором.
Транзистори VТ2 та VТЗ утворюють складений каскад з максимальним струмом 0,2А, який можна використовувати для розхитування зовнішнього регулюючого транзистора при значних струмах навантаження. Нижче приведені основні параметри мікросхеми К.142ЕП1:
1) максимальна комутуєма напруга 40 В;
2) максимальний струм комутації 0,2 А;
3) струм закритої мікросхеми 0,2 мА;
4) напруга синхронізації 2... 4 В;
5) опорна напруга 1,7... 2,2 В;
6) чутливість 5 мВ;
7) температурний коефіцієнт опорної напруги 0,05 %;
8) максимальна частота комутації 100 кГц;
9) тривалість нарастання та спада імпульсного вихідного струму 0,2 мкс.
2.5 Розрахунок імпульсного стабілізатора на основі мікросхеми К142ЕП1
Поява інтегральних мікросхем, що спеціально розроблені для ІСН (типа К142ЕП1) та містять декілька функціональних вузлів, дозволяє підвищити надійність та покращити масогабаритні показники ІСН.
На рис.2.22 наведена схема ІСН понижувального типу з вико-ристанням в схемі управління мікросхем К142ЕП1 [7, 7. стор. 342].
Вихідними даними для розрахунку ІСН можуть бути: напруга 13EMBED Equation.31415 і межі її зміни 13EMBED Equation.31415, внутрішній опір джерела постійної напруги 13EMBED Equation.31415; номінальна вихідна напруга стабілізатора 13EMBED Equation.31415 та припустимі межі його регулювання ±13EMBED Equation.31415; максимальний 13EMBED Equation.31415 та мінімальний 13EMBED Equation.31415 струми навантаження; припустима амплітуда пульсацій вихідної напруги стабілізатора 13EMBED Equation.31415; коефіцієнт стабілізації 13EMBED Equation.31415 та внутрішній опір 13EMBED Equation.31415; максимальний температурний вхід напруги 13EMBED Equation.31415на навантаженні; граничне значення температури навколишнього середовища 13EMBED Equation.31415 та 13EMBED Equation.31415.


Рис. 2.22. Схема стабілізатора понижувального типу з мікросхемою К142ЕП1.

Як регулюючий елемент використовується складений транзистор VТЗ, VТ4 (якщо 13EMBED Equation.31415та 13EMBED Equation.31415=1..З А, як VТЗ і VТ4 можуть бути застосовані транзистори КТ803А і КТ630Б). Силова частина стабілізатора (транзистори VТЗ, VТ4, діод VD3, дросель L і конденсатор 13EMBED Equation.31415) може бути розрахована за методикою, викладеною в [7, §8.3].
1. Задаємо частоту перетворення – 13EMBED Equation.31415=20(103 Гц, 13EMBED Equation.31415Гц і беремо 13EMBED Equation.31415=0,85... 0,95, де 13EMBED Equation.31415 - коефіцієнт корисної дії стабілізатора.
2. Визначаємо мінімальне і максимальне значення відносної тривалості (коефіцієнт заповнення) імпульсу напруги на вході фільтра:
13EMBED Equation.31415 (2.8)

13EMBED Equation.31415 (2.9)
3. З умови збереження режиму неперервності струмів дроселя розрахуємо його мінімальну індуктивність:

13EMBED Equation.31415, (2.10)

дє 13EMBED Equation.31415 розрахована за (2.8), 13EMBED Equation.31415 виражається в генрі (Гн), 13EMBED Equation.31415- в вольтах, 13EMBED Equation.31415- в амперах, 13EMBED Equation.31415- в герцах (Гц).
4. Розраховуємо добуток 13EMBED Equation.31415 за заданим значенням пульсації напруги в навантаженні:
13EMBED Equation.31415 (2.11)
5. Знаючи величину13EMBED Equation.31415 і добуток13EMBED Equation.31415, визначаємо значення 13EMBED Equation.31415(мкФ) з формул (2.10)і (2.11).
6. Розраховуємо амплітуду струму через конденсатор 13EMBED Equation.31415 (для релейних схем стабілізаторів13EMBED Equation.31415) :

13EMBED Equation.31415 (2.12)
Діючий струм через конденсатор
13EMBED Equation.31415 ,
де 13EMBED Equation.31415 обчислюється за (2.12).
7. Визначаємо середнє і граничне значення струму, який протікає через дросель, при 13EMBED Equation.31415 і 13EMBED Equation.31415:

13EMBED Equation.31415
13EMBED Equation.31415 (2.13)
13EMBED Equation.31415
8. Задаємося значенням 13EMBED Equation.31415=(1,2...2) 13EMBED Equation.31415 і з врахуванням частоти перетворення вибираємо (або перевіряємо вірність вибору) регулюючий транзистор за струмом та напругою:
13EMBED Equation.31415,
13EMBED Equation.31415,
13EMBED Equation.31415
(струми 13EMBED Equation.31415 і 13EMBED Equation.31415визначаються за (2.13)).
Для транзистора КТ803А із довідникових даних 13EMBED Equation.3141510 А; 13EMBED Equation.3141560 В.
9. Вибираємо імпульсний діод з врахуванням частоти перетворення по прямому струму і зворотній напрузі:
13EMBED Equation.31415
13EMBED Equation.31415
Втрати потужності на транзисторі VТЗ визначаються в основному втратами в режимі насичення і динамічному (в момент переключення). Оскільки PНАС>>PLmax то обмежимось розрахунком 13EMBED Equation.31415:
13EMBED Equation.31415,
де 13EMBED Equation.31415 потужність, яка виділяється в колекторному переході в режимі насичення; 13EMBED Equation.31415 напруга колектор-емітер в режимі насичення (за довідником 13EMBED Equation.31415=2,5 В для КТ803А)).
11. Визначаємо величину резистора, підключеного до бази транзистора і потрібного для подачі відкриваючого струму в складений транзистор:
13EMBED Equation.31415
де 13EMBED Equation.31415, 13EMBED Equation.31415- напруга між емітером і базою транзисторів VТЗ і VТ4 відповідно 13EMBED Equation.31415 4 В; 13EMBED Equation.314150.85 В); 13EMBED Equation.31415 мінімальні коефіцієнти підсилення струму для схем включення з загальним емітером для транзисторів VТЗ і VТ4 відповідно, (h21E3min=10, h21E4min=80); Ik max – максимальний колекторний струм VT3=10 А.
Транзистори VТІ, VТ2 і VТ5 та резистори R1, R2, RЗ, R4, R5 вибирати не слід. Транзистор VТ2 служить для фіксованого запирання складеного транзистора шляхом подачі закриваючого струму від допоміжного джерела напруги 13EMBED Equation.31415через резистор RЗ і насичений транзистор VТ2. Транзистор VТ5 необхідний для подачі напруги на мікросхему.
12. Виберемо конденсатори СІ, С2, СЗ. Конденсатори СІ і С2 служать для фільтрації напруг і вибираються в межах від 2 до 5 мкФ. СЗ необхідний для виключення самозбудження мікросхеми і підбирається експериментально в межах
1000-5600 пФ.
13. Величину опорів резисторів R7 і R8 вибираємо відповідно 3 кОм та 10кОм.
14. Визначаємо величини резисторів R9, R10, 13EMBED Equation.31415, які входять в вихідний дільник. Загальний струм дільника 13EMBED Equation.314151,5 мА [7], а напруга на резисторі R9 повинна регулюватися в межах від 1,5 до 3В (при відключеному виводі 13 мікросхеми). Із параметрів мікросхеми К142ЕПІ відомо, що джерело внутрішньої опорної напруги 13EMBED Equation.31415В. Тоді загальний опір дільника дорівнює:
13EMBED Equation.31415.
Опір R9 може бути визначений за законом Ома:
13EMBED Equation.31415.
Приймемо, що 13EMBED Equation.31415 кОМ, тоді 13EMBED Equation.31415 кОМ.
Оскільки в даній схемі відсутній задаючий генератор, то ІСН працює в релейному режимі.
3. Методичні вказівки до проектування
мультивібраторів на основі інтегральних схем

Мультивібратори використовують як генератори прямокутних імпульсів у тих випадках, коли не висунуті жорсткі вимоги до стабільності їхніх параметрів. Мультивібратори розподіляються на автоколивальні та загальмовані. Автоколивальний мультивібратор генерує послідовність прямокутних імпульсів із заданою тривалістю, амплітудою та частотою повторення. Загальмований (чекаючий) мультивібратор у відповідь на запускаючий імпульс генерує один прямокутний імпульс, після чого знову повертається у початковий стан. Мультивібратори можуть будуватися на базі спеціальних ІС (наприклад, серії 119 і 218), логічних ІС, операційних підсилювачів та інших. Нижче будуть розглянуті методики розрахунку мультивібраторів на базі серій 119, 218 і на логічних елементах.
У складі серій ІС 119 і 218 є спеціальні імпульсні генератори, до яких відносяться автоколивальні (із самозбудженням) й загальмовані, а також елементи блокінг-генераторів без імпульсних трансформаторів. Мультивібратори в інтегральному виконанні виконані за схемами мультивібраторів на транзисторах і містять, крім основних, елементи корекції форми імпульсів, елементи, необхідні для вимкнення режиму насичення, тобто, жорсткого режиму самозбудження, а також захисні діоди. Деякі мультивібратори в інтегральному виконанні можуть працювати без додаткових часозадаючих конденсаторів, інші потребують обов’язкового їхнього ввімкнення.

3.1. Методика розрахунку автоколивальних
мультивібраторів на базі спеціальних інтегральних схем

Автоколивальний мультивібратор в інтегральному виконанні, виконаний аналогічно симетричному мультивібратору з колекторно-базовими позитивними зворотними зв’язками, схема якого зображена на рис. 3.1, а.
Зворотні зв’язки транзисторних каскадів здійснюються через конденсатори C1 i C2. Симетрія мультивібратора полягає в тому, що RK1=RK2; R1=R2; C1=C2, а транзистори VT1 i VT2 відносяться до однієї групи і мають близькі параметри. Принцип роботи мультивібратора полягає в наступному. У встановленому режимі автоколивань транзистори VT1 i VT2 періодично відкриваються і закриваються. Нехай, наприклад, у момент часу t=0 (рис. 3.1, б) транзистор VT1 закривається, а транзистор VT2 відкривається. Конденсатор C1 – заряджений, а C2 – розряджений, при цьому конденсатор C1 буде розряджатися через транзистор VT2, що відкрився (ділянка колектор – база, що має малий опір у відкритого транзистора), джерело живлення Eк i резистор R1.
13EMBED Visio.Drawing.61415
Рис. 3.1. Симетричний мультивібратор:
а – принципова схема; б – часова діаграма
Оскільки потенціал колектора відкритого транзистора незначний, то можна вважати що транзистор VT1 при розряді конденсатора C1 утримується в зачиненому стані напругою UC1 на цьому конденсаторі (UБ1=UC1). З огляду на те, що розряд конденсатора відбувається через джерело живлення Eк, конденсатор C1, розряджаючись, прагне перезарядитися до напруги +Eк. Процес заряду конденсатора C1 закінчується в момент часу tU1, при якому напруга UC1, і отже – напруга UБ1 досягне напруги відмикання транзистора VT1, що приблизно дорівнює нулю. Після відмикання транзистора VT1 починається стадія перевертання мультивібратора та перехід транзистора VT2 в режим відсікання. Далі описані процеси повторюються.
З рис. 3.1, б видно, що на колекторі замкненого транзистора VT1 утворюється імпульс напруги, в якого порівняно тривалий фронт, який має експоненціальну форму. Наявність такого фронту пояснюється тим, що при замиканні транзистора VT1 здійснюється заряд конденсатора C2 через резистор Rк1 і ділянку база – емітер транзистора VT2. Якщо врахувати, що в кінці попереднього розряду на конденсаторі C2 була майже нульованапруга, а опір ділянки база – емітер транзистора VT2, що відкрився, набагато менше опора Rк, то можна вважати, що початкова напруга на колекторі транзистора, який закривається, лизька до нуля. При цьому майже вся напруга джерела живлення Eк припадає на резистор Rк1. Струм розряду в цей момент часу приблизно дорівнює Eк/Rк1 і в міру зарядження конденсатора C2 зменшується, прагнучи до нуля. Напруга на колекторі замкненого транзистора VT1 практично дорівнює напрузі зарядженого конденсатора C2. Для зменшення часу фронту імпульсу необхідно зменшити сталу часу кола заряду конденсатора C2.
Для зменшення сталої часу кола заряду конденсатора C2 послідовно з ним можна ввімкнути коректуючий діод VD1 (рис. 3.2, а), який не пропустить струм через резистор. Для забезпечення процесу зарядження конденсатора C2 в схему мультивібратора додатково вводиться зарядний резистор RЗ. Для зменшення часу перемикання транзисторів VT1 i VT2 з насиченого стану в режим відсікання колекторного струму необхідно створити ненасичений режим роботи транзисторів. Для цього в схему мультивібратора вводяться нелінійні від’ємні зворотні зв’язки, які створюються за допомогою діода VD3 і дільника напруги R1R3R5 та VD4 з дільником R2R4R6 (рис. 3.2, а). При замкненому транзисторі VT1 діод VD3 теж замкнений і не впливає на процеси, що протікають у мультивібраторі. При відкритті транзистора VT1 діод VD3 замкнений доти, доки напруга, що зменшується, буде дорівнювати умові: UR113EMBED Visio.Drawing.61415

Рис. 3.2. Автоколивальний мультивібратор серії 119:
а – принципова схема автоколивального мультивібратора; б – еквівалентна схема розряду конденсатора С1; в – функціональна схема мультивібратора на мікросхемі 119ГФ2

зменшенню напруги UR1 та переходу транзистора VT1 в насичений стан. Насичення буде виключене, якщо напруга на резисторі R3 буде більше, ніж напруга на відкритому діоді VD3. У цьому випадку колекторний перехід VT1 залишається зсунутим у зворотному напрямку. За цією схемою виконаний автоколивальний мультивібратор серії 119 (рис. 3.2, а).
Для обчислення періоду коливань цього мультивібратора необхідно використовувати еквівалентну схему розряду конденсатора C1 (рис. 3.2, б). При складанні цієї схеми не враховуються малі струми закритих транзистора VT1 і діода VD3.
Напруга на відкритому відсічному діоді правої половини схеми мультивібратора і на відкритому транзисторі VT2 на схемі (рис. 3.2, а) враховані джерелом 2UD, де UD – напруга на відкритому діоді (на ділянці колектор – емітер). Початкова напруга на конденсаторі C1, що зарядився:

Uc(0)= Eк – UD ,

де під UD розуміється напруга на ділянці база – емітер, через яку заряджається конденсатор.
Згідно з еквівалентною схемою, конденсатор при розряді перезаряджається до напруги

Uc(13EMBED Equation.31415)= –Eк.екб +2UD ,

де Eк.екб = EкR5/(R1+R3+R5).

Тривалість імпульсу

tи =(P1 ln [1+(1–3()(R1+R3+R5)/R5], (3.1)

де (P1=C1R5(R1+R3)/(R1+R3+R5); ( = UD/Eк.

При типових параметрах мультивібратора із самозбудженням серії 119 і значеннях параметрів R1=1 кОм, R3=10 кОм, R5=10 кОм, RK=3 кОм, RЗ=3 кОм, Eк=3 B, UD=0,6 B, згідно з виразом (3.1) отримаємо
tи=3,5
·103 C , (3.2)
T=7
·103 C , (3.3)

де t і T – в мікросекундах, якщо C у мікрофарадах.
Функціональна схема мультивібратора на мікросхемі 119ГФ2 наведена на рис. 3.2, в.
Ємність С симетричного мультивібратора при заданому періоді розраховується згідно з виразом (3.3). Так, при Т = 103 мкс

C=103/ 7
· 103 13EMBED Equation.31415 0,14 мкФ.

Для виключення пробою транзисторів паралельно ділянці база-емітер транзистора вмикається захисний діод VD5 (рис. 3.3, а), який відмикається при замиканні транзистора і обмежує напругу на базі. Ліву обкладку конденсатора C1 небажано підключати до бази транзистора, оскільки конденсатор швидко розрядився б через відкритий діод VD5. Для запобігання цьому нижні кінці резисторів R5 і R6 підключаються не до корпуса (як у схемі 3.2, а), а до баз транзисторів VT1 i VT2. Режим насичення транзисторів буде виключений, якщо напруга на відкритому діоді VD5 менше напруги на резисторах R3 i R5.
Описаний вище спосіб захисту транзисторів показаний у схемі мультивібратора із самозбудженням серії 218 (рис. 3.3, а). Для визначення періоду коливань розглядуваного мультивібратора звернемось до еквівалентної схеми розряду конденсатора C1 (схема розряду конденсатора C2 аналогічна), наведену на рис. 3.3, б. Транзистор VT1 буде відмикатися в момент, коли ліва обкладка конденсатора C1 буде мати потенціал, близький до нуля.
У момент закінчення процесу розрядження, тривалість якого дорівнює тривалості імпульсу tи, напруга на конденсаторі

Uc(tU)=2UD.

Конденсатор при розряді згідно з еквівалентною схемою прагне перезарядитися до напруги
Uc(13EMBED Equation.31415)= Eк –[( Eк+ UD )R5/(R1+R3+R5) – UD]+2UD .

Початкова напруга на конденсаторі, що розряджається

Uc(0)= Eк –( Eк–UD )R5/(R1+R3+R5) +UD .

Тоді тривалість імпульсу можна визначити з виразу

13EMBED Equation.31415,

де (P1=C1(R1+R3)R5/(R1+R3+R5), ( = UD/ Eк .


Тривалість імпульсу не буде залежати від UD при R1, R3 і R5, що забезпечують рівність нулю чисельника дробу під знаком логарифма:

13EMBED Equation.31415,
звідки
13EMBED Equation.31415.
Період коливань при симетрії схеми дорівнює T=2tи.
Функціональна схема автоколивального мультивібратора з навісними часозадаючими конденсаторами C1 і C2 наведена на рис. 3.3, в .




13 EMBED Visio.Drawing.11 1415

13 EMBED Visio.Drawing.11 1415 13 EMBED Visio.Drawing.11 1415


Рис.3.3. Мультивібратор серії 218ГФ1:
a – принципова схема мультивібратора з самозбудженням серії 218ГФ1;
б – еквівалентна схема розряду конденсатора;
в – функціональна схема мультивібратора на мікросхемі 218ГФ1



13EMBED Visio.Drawing.61415



13EMBED Visio.Drawing.61415


13EMBED Visio.Drawing.614Рис. 3.4. Загальмований мультивібратор серії 119ГФ3: а – принципова схема загальмованого мультивібратора; б – функціональна схема мультивібратора на мікросхемі 119ГФ3; в – часова діаграма

15
3.2. Методика розрахунку загальмованих мультивібраторів на базі інтегральних схем

Загальмований мультивібратор в інтегральному виконанні є мультивібратором з колекторно-базовим додатним зворотним зв’язком з одним часозадаючим конденсатором на базі серії 119 (рис. 3.4, а).
Принцип роботи загальмованого мультивібратора полягає в наступному. В початковому стані в усталеному режимі струми через конденсатори C1 і C2 не течуть, транзистори VT2 відкритий, а VT1 – закритий. Напруга Uк2 на колекторі VT2 мала, тому напруга на базі транзистора VT1, поєднаної з колектором транзистора VT2 з допомогою дільника R2R3, близька до нуля і транзистор VT1 закритий, а конденсатор C заряджений до напруги

Uc(0) = Eк – UD,

де UD – напруга на базі. Діод VD1 і резистор RЗ тут, як і в автоколивальному мультивібраторі, забезпечують корекцію форми імпульсу на колекторі транзистора VT1.
Запускаючий імпульс Uзап додатної полярності через диференціююче коло C1 R1 і діод VD2 поступає на базу транзистора VT1 і відмикає його (рис. 3.4, в). Напруга на колекторі UR1 падає, конденсатор C починає розряджатися через коректуючий діод VD1, транзистор VT1, який відкривається, джерело живлення Eк і резистор R. При цьому напруга Uб2 починає зменшуватися, транзистор VT2 – замикатися, а напруга UR2 – збільшуватися. Завдяки зворотному зв’язку через прискорюючий конденсатор C2 напруга на базі VT1 (Uб1) також збільшується, що призведе до лавиноподібного перевертання мультивібратора. Напруга UR1 i Uб2 скачкоподібно зменшується (рис. 3.4, в), транзистор VT1 приходить у відкритий, а транзистор VT2 – закритий стан. У цьому стані вони будуть знаходитися доти, доки експоненціальна напруга Uб2, що прагне до напруги +Eк, не досягне близької до нуля напруги відкриття транзистора VT2.
Тривалість вихідного імпульсу на колекторі VT1 може бути визначена за формулою
13EMBED Equation.31415,

де ( = UD/ Eк .
Оскільки Eк=3 B, UD=(0,5 – 0,6) B, то tи=0,4 RC.
Для нормальної роботи чекаючого мультивібратора необхідно задовільняти умову відновлення схеми. Для цього конденсатор C повинен встигнути зарядитися через резистор RЗ раніше, ніж надійде наступний запускаючий імпульс:

5 RЗC13EMBED Equation.31415 T– tи,

де T – період прямування запускаючих імпульсів.
Функціональна схема чекаючого мультивібратора на мікросхемі 119ГФ3 наведена на рис. 3.4, б.

3.3. Методика розрахунку автоколивальних мультивібраторів на базі інтегральних логічних елементів транзисторно-транзисторної логіки

До основних достоїнств інтегральних логічних елементів (ІЛЕ) з транзисторно-транзисторною логікою (ТТЛ) відносяться висока швидкодія, порівняльно невелике споживання енергії, високі навантажувальні властивості, що забезпечуються малим вихідним опором складного вихідного інвертора. Ці достоїнства дозволяють будувати на основі ІЛЕ ТТЛ досить швидкодіючі імпульсні схеми (особливо на ІЛЕ з діодами Шотки) з добрими показниками.
Основними параметрами ІЛЕ ТТЛ є: U0п – порогова вхідна напруга, що відповідає переходу елемента з одиничного стану в нульовий; U1п – порогова вхідна напруга, що відповідає переходу елемента з нульового стану в одиничний; 13EMBED Equation.31415 – відповідно вхідний струм, диференційний вхідний опір, вихідна напруга навантаженої схеми, вихідна напруга ненавантаженої схеми, диференційний вихідний опір, що відповідає одиничному стану ІЛЕ; 13EMBED Equation.31415 – відповідно вхідний струм, диференційний вхідний опір, вихідна напруга навантаженої схеми, вихідна напруга ненавантаженої схеми, диференційний вихідний опір, що відповідає нульовому стану ІЛЕ; К=(duвих / duвх) – коефіцієнт підсилення ІЛЕ в режимі підсилення.
Важливими параметрами ІЛЕ ТТЛ також є: максимально допустиме значення вхідної напруги Uвх max; мінімально допустиме значення вхідної напруги від’ємної полярності Uвх min; максимально допустимий вихідний струм елемента Iвих max; максимальна частота перемикання (max; максимальна потужність споживання Pсп (для одного ІЛЕ).
У табл. 3.1 наведені типові значення необхідних для аналізу та розрахунку імпульсних пристроїв параметрів ІЛЕ ТТЛ серій: стандартної (К155), високої швидкодії (130), мікропотужної (134), з діодами Шотки (К531).
Розглянемо методику проектування мультивібратора з перехресними резисторно-ємнісними зворотними зв’язками на ІЛЕ І-НЕ ТТЛ (рис. 3.5, а) [Л-6]. До складу мультивібратора входять: два інвертори на двохвходових ІЛЕ І-НЕ DD1.1, DD1,2, резистори R1, R2 і конденсатори C1, C2 (часозадаючі кола – ЧЗК), захисні (демпфірувальні) діоди VD1 i VD2.
При використанні m–вхідних ІЛЕ І-НЕ ТТЛ (m-1) незадіяних входів підключаються до джерела живлячої напруги через резистор з опором 1 кОм або поєднуються всі m–входи (при m13EMBED Equation.314153), оскільки поєднання входів при m>3 призведе до зниження вхідних опорів (в m разів). При заземленні хоча б одного з входів ІЛЕ буде постійно перебувати в одиничному стані. Діоди VD1 і VD2 запобігають ІЛЕ від дії великих вхідних напруг від’ємної полярності. При використанні ІЛЕ серії К155 немає необхідності використовувати діоди VD1 і VD2.
При роботі мультивібратора в автоколивальному режимі інвертори DD1.1 та DD1.2 почергово перебувають в одиничному і нульовому станах. Час перебування інверторів у нульовому або одиничному стані визначається часом заряду одного з конденсаторів C1 або C2. Якщо ІЛЕ DD1.1 перебуває
Таблиця 3.1

Типові значення параметрів ІЛЕ ТТЛ і ТТЛШ

Параметри
Серії мікросхем


133, К155,
КМ155
533, КМ533,
К555, КМ5555
530, К530, К534, КР531
1531,
КР1531

І1вх, мА
–1,6
–0,4
–2
–0,6

І0вх, мА
0,04
0,04
0,05
0,02

Е1вих, В
4,2
4,2
4,5
4,5

U1вих, В
не менше
2,4
2,4
2,7
2,7

U0вих, В
не більше
0,4
0,4
0,5
0,5

U1n, В
1,5
1,5
1,3
1,3

U0n, В
0,5
0,5
0,7
0,7

R1вх, кОм
10
10
10
20

R1вих, Ом
200
200
150
150

К раз
10
10
10
30

U1вх.max, В
5,5
5,5
5,5
5,5

U0вх.min, В
–0,4
–0,4
–0,4
–0,4

Fmax, МГц
15
25
75
100

Uсс, В
5
5
5
5

Діапазони робочих температур
–600+1250

–100+700
133, 533, 530, К530, 1531, К155, К555, КР531,
КР1531


в одиничному стані, а DD1.2 – в нульовому (t=0 на рис. 3.5, б), то конденсатор C1 заряджений струмом, що протікає через вихід ІЛЕ DD1.1 і резистор R1. Оскільки діод VD1 при цьому закритий, то струм, що протікає крізь нього, як і вхідний струм
ІЛЕ DD1.2, знехтувано малий та не чинить суттєвого впливу на процес заряду конденсатора. В міру зарядження конденсатора C1 вхідна напруга Uвх2 інвертора DD1.2 зменшується за експоненціальним законом із сталою часу (1, прямуючи до нульового рівня. Коли напруга Uвх2 досягне порогової напруги U1п, нижче якої подальше зменшення вхідної напруги призводить до зменшення вихідної наруги інвертора ТТЛ, у мультивібраторі розвивається регенеративний процес, при якому стани елементів DD1.1 і DD1.2 змінюються на протилежні (t=t1 на рис. 3.5, б). Скачкоподібне зменшення
13EMBED Visio.Drawing.61415
Рис. 3.5. Мультивібратор на елементах І-НЕ:
а – принципова схема; б – часова діаграма;
в – апроксимована вольтамперна характеристика діода

вихідної напруги Uвих1 ІЛЕ DD1.1 зумовлює зменшення вхідної напруги Uвх2, що призводить до швидкого розряду конденсатора C1 через відкритий діод VD1, а потім до його перезарядження вхідним струмом ІЛЕ DD1.2 через резистор R1 при закритому діоді VD1. Вхідна напруга Uвх2 при цьому збільшується до значення Uвх2(tи), що визначається моментом закінчення процесу зарядження конденсатора C2 із сталою часу
·2 в протилежній ділянці мультивібратора (t=t2 на рис. 3.5, б).
Таким чином, процеси періодично повторюються і на виходах ІЛЕ DD1.1 та DD1.2 формуються дві напруги, які змінюються у протифазі з тривалостями tu1 і tu2 (рис. 3.5, б). Виведення формул наведено при відомих апроксимаціях реальних характеристик ІЛЕ ТТЛ та діодів, що застосовуються (рис. 3.5, в).
Оскільки протягом усього часу зарядження конденсатора C2 (C1) і перезарядження конденсатора C1 (C2) ІЛЕ DD1.2 (ІЛЕ DD1.1) повинен знаходитися в одиничному стані, його вхідна напруга Uвх2 (Uвх1) не повинна перевищувати порогового рівня U1п, отже, опір часозадаючого резистора R1 (R2) повинен бути достатньо малим. При цьому необхідно обчислити мінімальне та максимальне значення резисторів R1 і R2.
Максимально допустиме значення резистора обчислюється за такою нерівністю:

13EMBED Equation.31415. (3.4)

Якщо при виборі опорів навісних резисторів R1 і R2 обмежитись виразом (3.4), то за певних умов у мультивібраторі
може з’явитися жорсткий режим збудження, коли після ввімкнення джерела живлячої напруги обидва інвертора опиняються в одиничному стані. Для усунення такого режиму необхідно виконати умову

13EMBED Equation.31415. (3.5)
При виконанні умови (3.5) робочі точки обох ІЛЕ опиняються на динамічних ділянках передаточних характеристик , тобто, навіть невелика різниця в коефіцієнтах підсилення K призведе до одного з двох квазистійких станів, коли на виході одного ІЛЕ встановлюється високий рівень вихідної напруги, а на виході іншого – низький. Самозбудження мультивібратора у цьому випадку буде м’яким.
Тривалості імпульсів на виході мультивібратора можна визначити за такими виразами:

13EMBED Equation.31415;

13EMBED Equation.31415

Вихідні імпульси розглядуваного мультивібратора за формою близькі до прямокутних. Відношення амплітуд переднього і заднього фронтів вихідної напруги (рис. 3.5, б) визначається виразом
Uп ф/Uз ф=R/(R+R1вих),

де R=R1 для вихідних імпульсів ІЛЕ DD1.1, R=R2 для вихідних імпульсів ІЛЕ DD1.2.
Скважність імпульсів, що генеруються,

Q = 1+tu2/tu1 ,
якщо tu2 > tu1, C2>C1.
Для розглядуваної схеми мультивібратора Q=3 – 6.
Якщо Q повинно бути більше шести то необхідно застосовувати іншу схему.
3.4. Методика розрахунку загальмованих мультивібраторів з резистивно-ємнісним зворотним зв’язком на інтегральних логічних елементах І-НЕ транзисторно-транзисторної логіки

Загальмований мультивібратор призначений для формування прямокутного імпульсу із заданою амплітудою і тривалістю у відповідь на один запускаючий імпульс.
Загальмовані мультивібратори можна отримувати з відповідних автоколивальних мультивібраторів шляхом заміни однієї з ділянок резистивно-ємнісного зворотного зв’язку колом запуску.
Тривалість імпульсу запуску, з одного боку, повинна бути достатньою для перемикання ІЛЕ, тобто більше сумарної затримки їхнього перемикання (t0,1зт або t1,0зт), з іншого боку – менше тривалості імпульсу tи, який формується. У протилежному випадку мультивібратор під час дії запускаючого імпульсу буде в невизначеному стані.
Загальмований мультивібратор з резистивно-ємнісним зворотним зв’язком на ІЛЕ І-НЕ ТТЛ отримується з автоколивального мультивібратора (рис. 3.5, а) шляхом виключення, наприклад, конденсатора C2, резистора R2 і діода VD2. При цьому виключений резистивно-ємнісний зворотний зв’язок замінюється безпосереднім зв’язком виходу ІЛЕ DD1.2 з одним з входів ІЛЕ DD1.2. Запускаючі імпульси від’ємним фронтом з амплітудою Uвх(Е1вих подаються на вільний від тригерного ввімкнення вхід ІЛЕ DD1.1 (рис. 3.6, а). У початковому стані ІЛЕ DD1.1 і DD1.2 знаходяться в нульовому та одиничному станах відповідно. Під дією запускаючого імпульсу (t=t1 на рис.3.6, б) логічні елементи змінюють свої стани на протилежні, часозадаючий конденсатор починає заряджатися через вихід ІЛЕ DD1.1 і резистор R.
Напруга Uвх2 на виході ІЛЕ DD1.1 при цьому експоненціально змінюється від Emax, прагнучи до нуля. Формування робочого імпульсу з тривалістю tи закінчується при Uвх2 (tи)= U1п (t=t2 на рис. 3.6, б), оскільки подальше зменшення вхідної напруги призведе до збільшення вихідної напруги ІЛЕ DD1.2. При t > t2 в мультивібраторі розвивається регенеративний процес, після закінчення якого ІЛЕ повертаються в початкові стани, а напруга Uвх2 зменшується стрибком від U1п до (U1п – E1вих). Далі мультивібратор двома етапами повертається у початковий стан. Спочатку конденсатор C розряджається через зміщений в прямому напрямку діод VD, а потім після закриття діода конденсатор перезаряджується вхідним витікаючим струмом Iвх ІЛЕ DD1.2, а напруга Uвх2 прагне до значення U1вх. Якщо знехтувати час розряду C через діод VD, то
13EMBED Equation.31415,
де 13EMBED Equation.31415 – паралельне з’єднання двох резисторів.
Тривалість імпульсу дорівнює
13EMBED Equation.31415.
Якщо період запускаючих імпульсів T > tu + tВ, то мультивібратор встигне відновитися.
Для отримання майже прямокутної форми вихідних імпульсів загальмованого мультивібратора при T 13EMBED Equation.31415 tu + tb опір часозадаючого резистора R вибирається таким чином:
13EMBED Equation.31415.

13EMBED Visio.Drawing.61415

13 EMBED Visio.Drawing.6 1415

Рис. 3.6. Чекаючий мультивібратор на ІЛЕ I-ЕТЛ:
а – принципова схема; б – часова діаграма
13PAGE 15


13PAGE 147415



P



CK









C

L

UЖ'

UЖ(U0)



VD

+



+




13EMBED Visio.Drawing.61415



Root Entry 
·
·
·
·
·я
·Н
·
·
·
·!Ђ
·
·
·
·
·
·3
·Equation NativeEquation NativeEquation NativeEquation Native 
·
·
·
·
·я
·Н
·
·
·
·!Ђ
·
·
·
·
·
·3
· 
·
·
·
·
·я
·Н
·
·
·
·!Ђ
·
·
·
·
·
·3
· 14rnll n r uwwu14r
14ТОММ О Т ХЧЧХ14Т Т‡Т 
·
·
·
·
·я
·Н
·
·
·
·!Ђ
·
·
·
·
·
·3
· !
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
p
·
·
·
·
·
·
·@B
·
·
·u
··
·
·
·
·я
·Н
·
·
·
·!Ђ
·
·
·
·
·
·3
· !
·
·+,/*
·
·
·
·
·&
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·яCux
·
·
·Equation NativeEquation NativeEquation NativeEquation Native 
·
·
·
·
·я
·Н
·
·
·
·!Ђ
·
·
·
·
·
·3
·Equation Native 
·
·
·
·
·я
·Н
·
·
·
·!Ђ
·
·
·
·
·
·3
· 4'6#: ? B#D'B+?.:.6+4'
Equation NativeEquation NativeEquation NativeEquation NativeEquation NativeEquation Native

Приложенные файлы

  • doc 143481
    Размер файла: 6 MB Загрузок: 0

Добавить комментарий